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一款UVP保護可充電電池電路

[日期:2019-04-13 20:26:03] 來源:  作者: [字體: ]

 

  深度放電給許多類型的可充電電池都會帶來危害。本設計實例介紹的電路完成欠壓保護(UVP: un-der-voltage protection),防止這種危害,同時用作一個負載開關。稍微或不作修改,它能工作在電壓從4.5V至19V的幾乎任何電池類型。待機電流在1μA以下。高邊N溝道MOSFET Q2與一個P溝道部件相比降低了成本。
  開、關機為內在軟件進行,因此避免了開關尖峰脈沖。
  圖1所示電路工作在20℃時的12V膠體電解質鉛蓄電池,其它類型的蓄電池可能需要對元件值作一下變化。
  該電路的工作原理為:初始狀態下,電池/蓄電池與+ACC相連,該電路關閉,C3處于放電狀態,因此,可編程參考TL431A (D1)將關斷,具有1μA以下的漏電流。這樣,該電路中的所有其它元件均閉塞,且Q2截止,因為它的柵極通過R5放電。在這種狀態下,該電路正等待on輸入上(經過一個按鈕或其它的控制器)的一個啟動正脈沖。在這個脈沖期間,TL431A導通,給TLC555提供電源,配置像一個振蕩器。通過C2和D3,該振蕩器在Q2的柵極電容上產生一個提升的電壓,從而使Q2導通。在on信號移開后,該電路保持啟動狀態,因為分壓器R1-R2上的電壓給C3充電,維持從D1到Q2再返回到D1的環路。
  假如/off變低或達到欠壓跳閘點,該電路從負載上拆線且自身關機。跳閘點表達式為:V1=(1+R1/R2)
  Vref(Vref為TL431 2.5V參考電壓),因此R1/R2=V1/Vref-1。為了使Iref(最大值4μA)的影響忽略不計,應使通過該分壓器的電流至少100倍于Iref: R1+R2≤30kΩ,因此對于10.8V的跳閘點,計算值為:R2=30 kΩ/(V1/Vref)=6.94 kΩ,R1=30kΩ - R2=23.06 kΩ。
  TIA31A具有一個偏差為1%的Vref,因此R1和R2的偏差對于最低限度的跳閘點精確度應該更好,或者增加一個電阻。作為一個良好的實踐,電流Iref應該小于一半的它的10mA絕對最大額定值。因此R6≥Von/5mA。R6的上限由下式定義:Vref=(R1 ‖ R2)V1/(R6+(R1 ‖ R2)),R6≤(R1 ‖ R2) (V1/Vref-1),因此,R6≤17.8 kΩ。
  假如你選擇R6接近這個限制,當蓄電池耗盡時,你能禁止任何開關負載的嘗試。/off輸入的優先權高于on。電池電壓監控發生在開關Q2之后,因此對于正確運行一個低的RDS(on)是必不可少的。對于一個高的負載電流,開關時間應該最小化以降低功率耗散。對于開機期間Q2的柵極電容Cg的一個快速充電,振蕩器頻率應該較高(這里它大約為900kHz)。對于快速關機,R5不應該太高:時間取決于R5xCg。當該電路閉塞時,Q1用來防止Q2的柵極通過D2和D3與+Acc相連,任何具有中等增益(30-150)的PNP晶體管都可采用(例如:2N2904)。具有更高增益的晶體管(例如:BC556-BC560)可能需要減小R4,在該電路關斷狀態期間保證Q1截止。Q1由通過TLC555的電流進行可靠導通,工作在它的上限頻率附近并且使用一個低的R3值保證通過R4降低。低功率齊納二極管D4用來配置Q2的VGS(max)。Q2的主要參數選擇是系統依賴性的,因為Cg用作一個濾波電容,因此也要注意它,其適當的值位于2nF-10nF的范圍,較大的電容可能需要C2的值相應增加。一般來說.C2的范圍在Cg至2Cg之間。C2的值在導通時間具有影響。

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